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达500KHz. ()开通,关断延迟小,分别为120ns和94ns. ()图腾柱输出峰值电流2A.(4-5)由于在该电路中,需要输出频率为50hz幅度在1V到3.3V之间的正弦波.因此设置电阻R23的值为10K电容为0.67uF.使输出正弦波的频率为50HZ.由于正弦波的幅度为Vcc/5故对输出信号进行分压以减小幅度,再加上一个固定的电压值调整到正弦波的幅值处于1V到3.3V之间.从而输入SG3525A,通过与其内部的锯齿波比较产生需要的脉冲调宽波(PWM).
使用单电源时三角波和正弦波的电压平均值等于Vcc/2,正弦波幅度为Vcc/5,而方波幅度是Vcc/3.采用双电源时,所有输出波形相对于地电平都是正,负对称的.
在本次设计中需要用到电压比较器对相应信号进行处理.由于电子电路集成化的最大优点是能使复杂电路小型轻便,所以随着便携式仪器应用范围的扩大,必须使用低电源电压供电,低功率消耗的运算放大器相适用.常用的运算放大器有TL-022C,TL-060C等,其工作电压为±2V±18V,消耗电流为50250mA.目前有的产品功耗已达微瓦级,例如ICL7600的供电电源为1.5V,功耗为10mW,可采用单节电池供电.0-3.3V电压时,可使截止时间从2%线性变化到100%,本设计中用于实现输入的过压保护和欠压保护.
4.3.3SG3525A外围电路
图4-13SG3525A外围电路图
PWM波产生芯片SG3525A的外围电路如上图所示:
引脚1,2分别为内部放大器的反向输入端和同向输入端.1脚与基准电压输出端16脚连接,使1脚为高电平.2脚接地.3脚为同步端,此处仅一片芯片,故3脚不用.4脚为振荡器输出,亦不使用.5脚接震荡电容和6脚接震荡电阻将确定内部锯齿波的震荡频率.
f等于(4-6)
7端的电阻为震荡电容的放电端.把充电和放电回路分开,有利于通过死区电阻来调节死区时间,使死区时间调节范围更宽,放电电阻越大,放电时间越长,反之,则放电时间短IR2110驱动半桥的电路如图所示,其中C1,D1分别为自举电容和自举二极管,C为VCC的滤波电容.假定C11已经充到足够的电压VC1VCC. 当HIN为高电平时:VM1开通,VM2关断,VC1加到S1的栅极和源极之间,C1通过VM1,Rg1和栅极和源极形成回路放电,这时C就相当于一个电压源,从而使S1导通.由于LIN与HIN是一对互补输入信号,所以此时LIN为低电平,VM3关断,VM4导通,这时聚集在S2栅极和源极的电荷在芯片内部通过Rg2迅速对地放电,由于死区时间影响使S2在S1开通之前迅速关断.当HIN为低电平时:VM1关断,VM2导通,这时聚集在S1栅极和源极的电荷在芯片内部通过Rg1迅速放电使S1关断.经过短暂的死区时间LIN为高电平,VM3导通,VM4关断使VCC经过Rg2和S2的栅极和源极形成回路,使S2开通.在此同时VCC经自举二极管,C1和S2形成回路,对C1进行充电,迅速为C1补充能量,如此循环反复.和.如果将此脉冲直接输入驱动芯片来驱动全桥电路,如在正弦波的前半个周期,驱动脉冲会使电路中的Q5和Q8两个场效应管在前半个周期内的绝大多数时间处于导通.经过滤波后输出为220V的工频正弦波的前半个周期[15].但是在Q5和Q8关断的很短时间内,另一路会输入一系列时间极短的电平脉冲,这些脉冲会使Q6和Q7瞬间导通,这样可能会在输出端输出一列相位相反的尖峰脉冲,会影响输出的正弦波.因而在本次设计中,SG3525A输出的调宽脉冲并不直接用来驱动全桥电路.而是分别输入两个与门的一个输入端.由ICL8038产生的正弦波经相应处理后转化为两列相位互补的50Hz方波,如图5-3(b)所示这两列方波信号分别输入两个与门电路的另一个输入端,经过相与后可以去掉SG3525A输出的调宽波的半个周期的瞬间方波脉冲,如图5-3(c)所示,这样可以使避免输出的正弦波形中的杂波干扰,使得输出波形更加完.同时这种方式可以减少开关管的损耗,增加开关管的可靠性,提高逆变电源的效率.
在逆变电源中,场效应管应当能承受320V的直流高压电,考虑到电压波动以及一定的裕量,场效应管的电压参数应大于400V,参照场效应管的参数表,故选用型号为IRF820A的场效应管.其耐压值为500V,最大电流为2.5A.足以满足逆变电源320V以及最大电流1A的要求.
(a)
(b)
(c)
欠压保护电路如图所示,它监测蓄电池的电压状况,如果蓄电池电压低于预设的10.8V,保护电路开始工作,使控制器SG352的脚10关断端输出高电平,停止驱动信号输出.
图中运算放大器的正向输入端的电压由R1和R3分压得到,而反向输入端的电压由稳压管箝位在+V,当蓄电池的电压下降超过预定值后,运算放大器开始工作,输出跳转为负,同时三级管V截止,向SG352的SD端输出高电平,封锁IR2110的输出驱动信号,可取为4.7,根据电路分压知识,则R2上的电压为:
230×4.7÷104.7等于10V(5-2)
故稳压管的稳压值为10V.电容C16为0.1uF,用来滤波.
对照常用稳压管的参数表,用于输出过压保护的稳压管型号为1N5240A,其稳压值为10V,最大耗散功率为0.5W,最大工作电流为45mA,满足电路要求.
图5-7输出过压保护电路图
5.3.5输出过流保护电路
图5-8输出过流保护电路图
输出电流保护电路如图5-8所示:电流采样由电流互感器T2完成,电流互感器的原边直接串联在逆变电源的输出端,原边的工频电流会在副边感生出感应电流.该感生电流经过整流滤波之后通过分压电阻R20转化为电压信号,然后将该电压信号输入到电压比较器U2A的反向端,通过与正向端的基准电压比较来输出相应的电平信号,该电平信号输入驱动芯片IR2110的控制端SD实现对电路的保护功能[19].
此处设定输出最大电流为1.2A,电流互感器的原副边匝数比为1:120.则当输出电流达到1.2A时,在副边会感生出10mA的电流,经过整流桥和滤波电容的整流滤波之后转换为稳定的直流电流,经过可变电阻R20后在运放的反向端输入一个电压,取R20为1K,则反向端电压为5V.调整R19,使得正向端的电压也为5V,则当电流大于1.2A时,运放输出低电平,则Q10集电极向IR2110的SD脚输出高电平,逆变器停止工作,从而实现过流保护.
结论
本文设计了一款高性能的车载逆变电源.该电源采用的是比较经典的两级变换的方式,即第一级是运用直流/直流的变换方式,第二级是运用直流/交流的变换方式.在该高性能车载逆变器中采用中间直流环节的高频变压器式逆变电源系统结构,它由高频变压器升压,整流滤波,高频SPWM逆变和高频滤波输出组成.因它工作在高频情况下,可使变压器,滤波电容,电容的体积及重量减小,噪声降低,反应速度提高.其中的高频SPWM由集成芯片构成的纯硬件电路来产生,避免了使用单片机而需要大量计算和编程的麻烦.该逆变器的主要功能是把汽车上的蓄电瓶提供的12V直流电压变换成电器所需要的220V/50Hz的交流电,来对我们车上的一些用电设备进行供电,方便我们的出行.本设计具有灵活方便,适用范围广的特点,基本能够满足实践需求.而且本设计采用高频逆变方式,具有噪声降低,反应速度提高以及电路调整灵活的优点.设计符合逆变电源小型化,轻量化,高频化以及高可靠性,低噪声的发展趋势.
致谢
大学生活一晃而过,回首走过的岁月,心中倍感充实,当我写完这篇毕业论文的时候有一种如释重负的感觉,感慨良多.在论文完成之际,我的心情万分激动.从论文的选题,资料的收集到论文的撰写编排整个过程中,我得到了许多的热情帮助.首先诚挚的感谢我的论文指导老师老师.在忙碌的教学工作中挤出时间来审查,修改我的论文.同时,老师渊博的学识,严谨的治学态度也令我十分敬佩,是我以后学习和工作的榜样,在此表示最诚挚的谢意.本课题在选题及研究过程中得到老师的悉心指导.老师多次询问研究进程,并为我指点迷津,帮助我开拓研究思路,精心点拨,热忱鼓励提出了一系列可行性的建议还有教过我的所有老师们,你们严谨
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